T型三电平变换器的SVPWM仿真研究

本科生毕业设计

姓 名：学 院：专 业：设计题目：专 题：指导教师： 王瑞 学 号： 22110309

中国矿业大学徐海学院

电气工程及其自动化 T型三电平变换器的虚拟SVPWM仿真研究 叶宗彬 职 称： 副教授

年 月 徐州

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中国矿业大学徐海学院毕业设计任务书

专业年级 电气11 学号 22110309 学生姓名 王瑞

任务下达日期：2014年 12 月 5 日

毕业设计日期： 2015 年 3 月 7 日至 2015 年 6月 9 日

毕业设计题目：T型三电平变换器的传统SVPWM仿真研究

毕业设计专题题目：

毕业设计主要内容和要求：

【1】了解传统SVPWM调试的原理，理解T型拓扑结构，三电平变换器功能

【2】掌握传统SVPWM下的区域判断，时间计算 【3】学会运用MATLAB/SIMULINK仿真

【4】使用软件构建传统SVPWM的个个区域模块，时间模块构建，区域判断模块构建

【5】在仿真构建T型拓扑下的三电平变换器并且通过传统SV调试导入其中12路脉冲出图

【6】分析图像波形并且比较稳定性 【7】寻找近5年的外文文献并且翻译

指导教师签字：

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郑 重 声 明

本人所呈交的毕业设计，是在导师的指导下，进行研究所取得的成果。所有数据、图片资料真实可靠。尽我所知，除文中已经注明引用的内容外，本毕业设计的研究成果不包含他人享有著作权的内容。对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体，均已在文中以明确的方式标明。本论文属于原创。本毕业设计的知识产权归属于培养单位。

本人签名： 日期：

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中国矿业大学徐海学院毕业设计指导教师评阅书

指导教师评语（①基础理论及基本技能的掌握；②解决实际问题的能

力；③研究内容的理论依据和技术方法；④取得的主要成果及创新点；⑤工作态度及工作量；⑥总体评价及建议成绩；⑦存在问题；⑧是否同意答辩等）：

成 绩：

指导教师签字： 年 月 日

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中国矿业大学徐海学院毕业设计评阅教师评阅书

评阅教师评语（①选题的意义；②基础理论及基本技能的掌握；③综合运

用所学知识解决实际问题的能力；③工作量的大小；④取得的主要成果及创新点；⑤写作的规范程度；⑥总体评价及建议成绩；⑦存在问题；⑧是否同意答辩等）：

成 绩：

评阅教师签字： 年 月 日 5

中国矿业大学徐海学院毕业设计答辩及综合成绩

答 辩 情 况 回 答 问 题 提 出 问 题 正 确 基本 正确 有一般性错误 有原则性错误 没有 回答 答辩委员会评语及建议成绩： 答辩委员会主任签字： 年 月 日 学院领导小组综合评定成绩： 学院领导小组负责人： 年 月 日

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摘 要

三相三电平逆变器具备输出电压谐波含量小及 dvdt小，EMI 小等优势，是高压大功率逆变器应用领域的专研的热门之一。三相二极管中点箝位型三电平逆变器是三相三电平逆变器的重点拓扑之一，已经在实践中运用。三相 T 型三电平变换器，是建立于三相二极管中点箝位型三电平逆变器中的一种改良拓扑构造。在这种逆变器（变换器）中，为了使逆变器输出为三电平电压，每个桥臂经过反向串联的开关管完成中点箝位性能。该拓扑比三相二极管中点箝位型三电平拓扑每相减少了两个箝位二极管，能够降低耗损和缩减逆变器大小。

本文介绍了三相 T 型三电平变换器（逆变器）的拓扑，紧接着又解析了其工作原理和换流方式。并且通过运用Matlab的Simulink仿真出拓扑结构图，对空间矢量调制方法（svpwm）和实现具体步骤进行说明，其中包括空间矢量图的模型和各个区域矢量电压的时间和空间矢量的区域分类。通过Matlab/Simulink环境对这几种方法进行了仿真，仿真实验表明了这几种方法的有效性。

本文首先介绍了三电平逆变器的工作原理,以及空间电压矢量控制技 术的基本原理。其次,详细分析了传统三电平SVPWM算法,对每个主要模块都提出Matlab仿真方法,归纳总结仿真技巧

关键词：三电平; 变换器（逆变器）; T型拓扑; 空间矢量脉冲调节

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ABSTACT

There are several advantages of the three-phase three-level inverter. Its output voltage harmonic content as well as the value of dv/dt and EMI is quite small. So it is a hotspot in the high-pressure high-power inverter application research. The three-phase diode-neutral-point-clamped three-level inverter is a main type of topology of three-phase three-level inverters and it has been widely applied. The three-phase T-type three-level inverter is an advanced type of topology based on the three-phase diode-neutral-point-clamped three-level inverter.

The neutral point of the inverter is clamped by series-opposing switches of each bridge arm. In this way, the output voltage of the inverter has three levels.Compared with the three-phase diode-neutral-point-clamped three-level inverter, two clamping diodes are reduced in each phase of the inverter, which can reduce the losses and inverter size. It is a very promising topology.

Then simulations on the mentioned methods are conducted in the Matlab/Simulink environment,and the simulation results verify the effectiveness of these methods. At last, the hardware design of the three-phase T-type three-level grid-connected inverter is introduced. This paper firstly describes the operation Principle of Three一level Inverters,and the basic Principle of Space一Vector一PWM.Secondly,it analyses the common method of SVPWM,Provides two Simulation methods for every important model,summarizes the simulation skills.

Keywords:Diode: Three一level inverter. T-type SVPWM simulation

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目 录

1 绪论 ......................................................................................................................................1

1.1三电平研究的意义 ....................................................................................................1 1.2三电平技术简介 ........................................................................................................2

1.2.1定义 .................................................................................................................2 1.2.2研究现状 .........................................................................................................3 1.2.3拓扑结构 .........................................................................................................4 1.2.4控制算法 .........................................................................................................4 1.2.5优缺点 .............................................................................................................4

2 三相 T 型三电平逆变器工作原理分析 ............................................................................6

2.1三电平拓扑结构 ........................................................................................................6

2.1.1概述 .................................................................................................................6 2.2 多电平逆变器的拓扑研究 .......................................................................................6

2.2.1二极管箝位型逆变器 .....................................................................................6 2.2.2飞跨电容箝位型逆变器 .................................................................................7 2.3三相 T 型三电平逆变器原理分析 ..........................................................................8

2.3.1拓扑分析 .........................................................................................................8 2.3.2换流过程分析 .................................................................................................9

3 三电平空间矢量原理 ........................................................................................................12

3.1三电平空间矢量简绍 ..............................................................................................12 3.2三电平 SVPWM 算法原理及控制策略 ...............................................................13

3.2.1 两电平 SVPWM 算法原理 .......................................................................14 3.2.2三电平 SVPWM 算法原理 ........................................................................17 3.3 区域判断 .................................................................................................................18 3.4时间计算 ..................................................................................................................20 3.5时间状态分配 ..........................................................................................................21 4 传统算法MATLAB仿真技巧及仿真实践 ......................................................................23

4.1仿真思路 ..................................................................................................................23

【】

4.1.1参考矢量采样运用合成法9 ......................................................................23 图4.1 参考电压矢量仿真图 ........................................................................................24 4.2区域判断 ..................................................................................................................24 4.3时间计算仿真 ..........................................................................................................25 4.4时间状态分配 ..........................................................................................................27 4.5 仿真波形分析 .........................................................................................................30 4.6仿真总结 ..................................................................................................................33 5 总结与展望 ........................................................................................................................34 参考文献 ................................................................................................................................36

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翻译部分 ................................................................................................................................37

英文原文 ........................................................................................................................37 英文翻译 ........................................................................................................................44 致 谢 ....................................................................................................................................

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1 绪论

1.1三电平研究的意义

现在环境污染严重和能源资源短缺是人类当前面临的重大难题。从20世纪70年代以来前后度过了两次世界性能源危机。在现在环境状况十分糟糕的情况下世界各国已经对节能技术加大关注。我国动力能量消费和生产能名列世界前列,但还远远满足不了工业生产和人民生活日常所需。因为电能紧缺，正常的生产秩序被打乱,从而导致庞大的经济损失;在资源（能源）缺乏的情况下,仍然具有很严重的浪费现象。比如，在工业用电中，高压大功率电机下运行的风机、水泵这类设备就站很高的能源浪费比例，这些设施每天都在耗费大批的电能资源，假如采纳高压大容量变频调速安装策略拖动交流电机，对降低缩小能耗能够带来显著效果[2]。

在轧钢、水泥、煤炭、铁路及船舶等重工业和日常生活范畴也具备很大的一部分使用中容量高性能交流电机调速系统。此时,交流调速系统的使用可改善工艺条件，实现以整个系统功能最优为优先选择的情况下，明显增加产出效率和产品质量。此外，处理环境污染的重要途径开展高速公共交通系统(如电力机车、城市地铁和轻轨)，其重点是大容量交流电机调速技术。但是，在交流调速、电力电子设备等非线性工具设备在工业、交通及日常活动中的大批应用的情况下，会使电网中无功功率和谐波污染日益严重。电力系统中所具有的无功和谐波了电能的高效生产、传输和利用，同时很大方面制约了电器设施运转的可靠性，严重时会带来损坏设备、危及电网安全的状况。以此研制出的以柔性交流输电系统(FACTS)技术为代表的大功率电力电子技术在电力系统中可大幅度改善电力系统可控性和增强其系统的可靠性以及加强输电线路的传输性能及系统的安全稳固功用。在柔性交流输电系统中，采纳高压大容量电力电子装置形成的无功补偿和电力有源滤波器无疑是一个发展趋势。从20世纪90年代以来,以高压IGBT、IGCT为代表的性能优异的复合器件的开展令人注目，并在此基础上产生了很多先进功能优异的高压大容量变动拓扑构造，成为国内外学者和工业界研讨的重要课题项目，使得传统意义上的大功率应用领域中占主导地位的SCR、GTO及其变换器结构遭到很大意义上的威胁。1980年,日本长冈科技大学的等人在IEEE工业应用(IAS)年会上首次提出了中点箱位式三电平逆变器。它的出现在高压大功率逆变器的开发研讨路上开拓了一条新的思绪想法，之后在高压大容量变换器件下得到了广泛的使用[1]。

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通过实验对三电平逆变器拓扑构造的剖析，各国专家学者又提出了许多不同结构的构想列如，多电平变换器，如二极管箱位式、飞跨电容式和级联式等。这些拓扑形式是为了以尽量多的电平输出来的波形来接近理想的sin波形，以此来削弱输出波形中的谐波影响，在吸取高压的同时，也减少了器件上的高压应力。比较于传统的大容量逆变器（变换器）结构，多电平逆变器在扩大高压电压容量和提高性能之间实现了良好的结合，成为电力电子体系里的一个新的范畴和重要分支。但是在研究和应用三电平及高电平电路中，因为很多的开关器件和电路自身问题，其中重要的难点就是中点电位不平衡问题，要想解决这个问题就得合理控制其开关状态。而高频脉冲序列替代期望输出电压及脉宽调制(PWM)控制技术随着电压型逆变器的应用逐渐受到广泛关注与应用，且逐渐成为变换器研发和应用中的共性且核心技术之一，同理多电平变换器更是如此[3]。

PWM控制技术就是控制逆变器中电力电子器件的开通或关断，输出电压为幅值相等、宽度按一定规律变化的脉冲序列，用这样的高频脉冲序列代替期望的输出电压用来实现输出变频、调压并有效地控制和消除谐波的一种技术。在传统两电平变换器PWM控制技术有诸多成熟的PWM方法比如包括载波调制法、谐波消除法和电压空间矢量调制法等。而这些PWM控制思维同样能够应用到控制多电平变换器中。多电平PWM控制关键核心技术是多电平技术的研究。但是多电平变换器PWM的特点和难点有指标多、性能指标要求高,其PWM控制技术较复杂等[7]。但是，多电平变换器的基础是三电平变换器的构造中，并且三电平变换器的研究是建立于多电平研究的方法之上的,而且三电平变换器的PWM控制技术简单方便于其他多余三电平的PWM控制技术，但高电平拓展用于起来更方便于两电平。所以,研究和应用多电平PWM控制技术首先应先从三电平PWM控制技术的研究做起。综合上述，对于研究三电平变换器PWM控制技术为理论和工程应用实践带了巨大价值[9]。

1.2三电平技术简介

1.2.1定义

三电平变换器(Tree一LevelInverter)的桥臂上是由4个电力半导体器件组成。此技术在高压大功率变频调速方面运用广泛。虽然，A.Nabae未明确提出多电平变换器的概念，但是该逆变器本身就是二极管钳位三电平变换器

rter)的雏形，是根据多电平变换器所构成。在(Diode-elamped3-Leveleonve

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过去两电平逆变器的高压大容量应用中,通常使用串并联方式的功率开关器件，要求一切串并联的开关器件要同时通断，所有开关器件的开关特质要完全一致。而因为器件匹配的吻合水平不能适时配合所以使开关器件的使用因数降低，利用这种计划实践起来十分费事且性能很难实现。交一直一交变频方式也被用于很多情况下，在这种形式中，或是将多个低压小容量变换器采纳多重化取得高压大功率，或是采用低压变换器在交流输出侧和交流输入侧。能够看出以上两种措施均采用了笨拙、高价、耗能的变压器，且关于第二种方法还会呈现中间环节电流过大,系统效率降低，[5]可靠性降低,低频时能量传输艰难等诸多缺陷，人们想采纳快速直接的高压变换器形式，这就必须要求更高的器件对于变换器来说，特别是要求接受很高的电压应力,因而,人们提出了一种经过变换器本身拓扑构造的改良,完成既无需升降压变压器,又不加均压电路的多电平变换器[4]。

多电平逆变器作为一种新型的逆变器类型,其发展的愿景是为了克制传统逆变器较高的dydt,didt所惹来的开关应力等毛病,出发点是经过对主电路拓扑构造的改良,使一切功率器件任务在基频以下，达到减小开关应力,改善输出波形的目标,但因多电平电路所需的功率器件较多,所以从加强性能比角度,它更适合于大功率场所。多电平逆变器因为导出电压电平数的放大[13]，使得输出波形具备更好的谐波频谱，每个开关器件所接受的电压应力较小，且无需均压电路,开关器件在输出电压基频以下开关损耗小,可防止大的dydt所招致的各种难题。尤其是八十年代以来,以GTO,IGBT为代表的第三代电力电子器件,以及以DSP为代表的智能调制新片的迅速遍及，为这种新型多电平变换器的研讨和实践使用提供了须要的物质基础[10]。 1.2.2研究现状

基于电压型三电平逆变电路的多电平逆变电路,特别是三电平逆变电路已进入实用化阶段,对其进行研究和剖析很有实际意义。个别以为多电平逆变器是设立在三电平逆变器的基础上，依照相似的拓扑构造拓展而成的。电平数越多,所取得的阶梯波电平台阶越多,从而越靠近正弦波,谐波成分越少。但这种理论上可达到随意N电平的多电平逆变器,在实践使用中因为遭到硬件条件和管理复杂性的制约,通常在谋求性能指标的前提下,并不追求过高的电平数,而以三电平最为实际。国外也有对七电平及更高电平的研讨,但都还不成熟,特别受硬件条件和管理功能的制约，还处于理论研究阶段[16][17][18]。

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1.2.3拓扑结构

三电平拓扑构造类型较多,大抵能够分为:二极管钳位型、飞跃电容型和直流电源级联多电平三种拓扑结构,其中二极管钳位型多电平拓扑构造使用最普遍。它能有效地进步改善换流系统的耐压、减少导出电压谐波和开关损耗,在电力系统的大功率使用中遭到广泛的关注。 1.2.4控制算法

目前三电平逆变器的关键任务调制措施有消谐波PWM法,开关频率最优PWM法和空间矢量PWM法等。现在在这些措施中,空间电压矢量法是较为优越和使用普遍的一种,其优越性如下:在大范围的调制比内有很好的功能，没必要其它调制方法所须的大批角度数据,母线电压利用率高。调制措施的研讨是三电平逆变器研究的一个热点问题。[11]PWM 法(Space Vector PWM，简称 SVPWM)，载波调制法又有移相载波法(phase shifted carrier PWM)和载波层叠法(carrier disposition PWM)之分。基于载波的多电平逆变器 PWM 调制措施，主要有特定谐波消除法(SHEPWM)、开关频率优化 PWM 方法(SFOPWM)、载波带频率变化的 PWM 方法、混合载波 PWM 方法等。

[12]按照开关频率的高低，也能够将多电平逆变器的 PWM 调制措施分为基频调制和高频调制。其中，基频调制是指在输出电压的一个工频周期内，每个开关器件只开关一次或两次，输出发生的输出电压为阶梯波。这类 PWM 调制方法主要包括阶梯波调制法和开关点预测调制法。高频调制是指在输出电压的一个工频周期内，每个开关器件屡次开关举措。这类 PWM 调制措施主要包含正弦脉宽调制和空间矢量调制。 在上述的多电平逆变器的 PWM 调制方法中，空间矢量调制法适用于三电平至五电平的逆变器，移相载波 PWM 法，则适用于级联式多电平逆变器电路。 因为开关频率优化 PWM 调制措施在正弦调制波中加入了三次谐波，因此这种 PWM 法只适用于三相多电平逆变器。而关于单相具备直流电源的级联式多电平逆变器，移相载波 PWM 法成果最好，能够很好地减小导出谐波。 1.2.5优缺点

三电平电路具有如下优点[20][21]

(l)任何时刻处于关断形态的开关器件接受的压降减小,更适合大容量高

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电压的场所。

(2)可生成多层阶梯形输出电压,对阶梯波再作调制能够获得很好近似的正弦波,理论上进一步改善电平数可接近规范正弦波形、谐波含量很小。

(3)电磁千扰(EMI)大大改善,由于开关元件一次举措的dydt通常只需传统双电平的一半。

(4)效率高。打消相同谐波,两电平PWM控制法开关频率高、损耗大,而三电平逆变器可用较低频率进行开关举措,损耗小、效率提高。

(5)主要高次谐波远高于开关频率。但是，三电平变换器也并非毫无故障，它的主要弊端为(l)必要较多的开关器件。(2)调制算法复杂。(3)存在电位不平衡原因。

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2 三相 T 型三电平逆变器工作原理分析

2.1三电平拓扑结构

2.1.1概述

三电平逆变器的最初构造是多电平逆变器。它不仅仅是因为构造简略、用法大众，并且调制方法相对简单，三电平的分析研究组成多电平逆变器的根基，其它多电平逆变器均是以三电平逆变器作为相似的拓扑结构的拓展组成。总的说来，,三电平逆变器的根本拓扑：二极管箱位式、飞跃电容式、带区别直流的电源串联式。三电平逆变器的各种的拓扑构造的优点大多近似，列如，它们都是为了用于大容量、高电压的变频场所，在较低的运行频率下其获得较好的波形开关损耗低，效率高，降低了电磁干扰电路。然而，带区分直流电源串联式电路拓扑需求的直流电源，使用;飞越电路拓扑增加不便的电容器电容数量时，它使调试的执行更加复杂。由此，要选择的二极管钳位拓扑作为三电平逆变器主电路

2.2 多电平逆变器的拓扑研究

在多电平逆变器的研究过程中，产生了多种拓扑构造。市面上运用较多的多电平的电路拓扑主要有三种：(1)二极管箝位型逆变器(Diode-Clamped Inverter)；(2)飞跨电容箝位型逆变器(Flying-Capacitor Inverter)；(3)具备直流电源的级联型逆变器(Cascaded-Inverter with Separated DC Sources) 2.2.1二极管箝位型逆变器

二极管钳位（NPC）三电平图逆变器拓扑。根据两个电容分压电容器C1和C2的增加值的三相两电平全桥逆变器的拓扑结构，以及它们的添加所有2桥臂开关和两个钳位二极管。拓扑钳位二极管使用电压端子的半桥式分支被连接到所述DC电压的接触，并克服了短路能力。不管为每个相腿上面两个开关的驱动信号的死区时间是互补的两个开关的驱动信号。 A相列，当开关SA1，SA2同时开启的，当Sa3的同时Sa4中关闭，相对于直流侧张力基准点O点的水平运行导出终端A;当Sa2级，Sa3的同一行和SA1时Sa4中同时关闭，对0级O级的输出作为下一个基准；当开关 Sa3导通，当开

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关Sa4中的驱动时间，从Sa1，Sa2中立即关闭，与A级0级的输出中较低的情况下。且逆变器输出端的电位在 Udc/2 和 0 之间或 0 和-Udc/2 之间变化。因而，逆变器的结果电平有三种。逆变器输出的电平与开关形态的关系可以看表得出。

图2.1 二极管箝位型三电平逆变器输出电平与开关状态关系 表2.1T 型三电平逆变器输出电平与开关状态关系（常用工作方式） Sa1 通 断 断 Sa2 通 通 断 Sa3 断 通 通 Sa4 断 断 通 输出电平 Udc/2 0 -Udc/2 2.2.2飞跨电容箝位型逆变器

二极管钳位三电平逆变器拓扑具有大量钳位必要二极管的缺点，为了提高这方面的不足，1992年年度会议研究钳位三电平逆变器提出了插图显示了飞跨电容型三电平逆变器拓扑结构，其特点是箝位二极管被箝位电容所替代，而直流侧分压电容稳定。在实践没有故障时，飞跨电容上的其1/2电压在其直流侧电压下，工作原理与二极管箝位型三电平逆变器类似。飞电容型三电平逆变器输出的优势主要出口较小电压谐波含量，与另一个开关组合允许电容电压的平衡，其弊端是必要的钳位电容没法去掉。

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图2.2 飞跨电容箝位型三电平逆变器拓扑图

2.3三相 T 型三电平逆变器原理分析

2.3.1拓扑分析

T型三相三电平逆变器拓扑，如图所示。在三相电压电容器增加了两个点，二级全桥逆变器，以零电位参考点之间的容量的拓扑。桥臂和各相的输出之间O点增加了两个反串联与续流二极管的开关。在A阶段，例如，是当开关接通SA1，SA2，SA3，SA4关闭同时的动作，对零电位相对于基准点O点水平Udc为/ 2的直流侧的输出;当开关Sa2级，Sa3的同时接通时Sa1中在Sa4中被关闭输出电平相对于O点的A 0; Sa4中当开关导通时，SA1，SA2，SA3，而它被关闭时，输出端是A点-Udc / 2的相对级别的输出电压为0 Vdc / 2，-Udc / 2三种级逆变0，P，N表示三个状态，在0状态臂输出端连接在中心的DC侧，P-状态表示桥臂输出端连接到的总线n中的正极端子到桥臂的输出信号的状态设置有被连接到直流总线负端。如表2-2所示。和NPC三电平逆变器拓扑，但是，T型三相三电平逆变器减去两电平每相二极管，总共节省6个钳位二极管。能够降低成本，减少逆变器的大小，小型化量，也降低了部件的数量增加了逆变器的可靠性。然而，三相电压强度要求的T型三电平逆变器开关的增加，Sa2中，Sa3以及三相三电平NPC逆变器的电压要求V直流/ 2;和Sa1中，Sa4中的三相三电平NPC逆变器的电压要求Udc/ 2提高

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2.3.2换流过程分析

三相T型三电平变换器通过方式推动上述工作，其缺点是负载电流换向受到影响。如果从逆变器到负载的负载电流的方向，提供了正确的目标对象。显示如图2-8，当从状态P到逆变器的0状态形成时，负载电流正方向后先打开Sa1中关断 Sa1之后先开通 Sa2后开通 Sa3,换流结束后,负载电流通过 Sa2以及 Sa3的反并联二极管。如图 2-9 所示，如果负载电流方向为负，就要求先关断 Sa1之后再开通 Sa3后，开通 Sa2，换流结束后，负载电流流过 Sa3和 Sa2的反并联二极管。

表2.2 T 型三电平逆变器输出电平与开关状态关系 Sa1 通 断 断

Sa2 通 通 断 Sa3 断 通 通 Sa4 断 断 通 输出电平 Udc/2 0 -Udc/2

图2.3 负载电流方向为正时 A 相换流过程

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图2.4 负载电流方向为负时 A 相换流过程[18]

为了避免这种缺点，工作的更常见的方式，因为这种类型的合作与NPC三电平逆变器的工厂。在A阶段，例如，当开关SA1，SA2被同时接通，Sa3的，Sa4中从相同的时间，零对用于Udc为/ 2的基准点O点平的直流侧电势相比较输出，并且如果开关Sa2，Sa3的同时导通和Sa1,Sa4中同时停用，输出端O点A对比度为0时，开关Sa3中Sa4中接通同时，SA1，

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SA2，而在输出端A的关闭状态是O点的量 - Udc / 2如表2-3。和开关Sa1和Sa4中不能开启不考虑死区时间，开关Sa1和驱动脉冲Sa3中，SA2 完成。开关状态不能在P之间转换和N必须由零状态来过度。

表2.3 T 型三电平逆变器输出电平与开关状态关系（常用工作方式）

Sa1 通 断 断

Sa2 通 通 断 Sa3 断 通 通 Sa4 断 断 通 输出电平 Udc/2 0 -Udc/2

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3 三电平空间矢量原理

3.1三电平空间矢量简绍

一个三电平逆变器技术的关键是发生的PWM控制信号。三电平的空间矢量调制（SVPWM）算法大于PWM算法在较高的利用率的更小的输出电压的谐波分量，更容易和更完整的数字多级适当扩大使用的其他优点从而三电平SVPWM调制其余算法一直是三电平逆变器进行讨论的热点。下面重点对三电平SVPWM调试的基本原理做一些简短的说明。

空间矢量调制开始的目标是把发动机的圆形旋转磁场，而现在的空间矢量调制，并已发展成为一种平行的SPWM脉宽调制器调制技术。因为许多类型的三相变压器的负载不一定在场分布为对称，当发动机负荷三相绕组，所以关于广泛原理上的空间矢量调制措施，空间的意思只包含数学方面的原理，无实践物理意义。总的意义上来说电压空间矢量调试通过数学角度实践，将三相变换器的各相电压之间的角度相差120的平面坐标系上，并将三相输出电压Ua、Ub、Uc分解到复平面上合成空间矢量Vs中。SVPWM的解释可为

vs222jj(uaube3uce3 （3.1） 3三电平空间矢量和两电平空间矢量原理上是统一的。由于在三电平逆变器中以图 中的n零电位参考点在直流侧，则三相瞬时输出的相电压可为 其中Sa、Sb、Sc。

当（Sx1，Sx2，Sx3，Sx4）=（1,1,0,0），输出电压Udc/2 当（Sx1，Sx2，Sx3，Sx4）=（0,1,1,0），输出电压 0 当（Sx1，Sx2，Sx3，Sx4）=（0,0,1,1），输出电压-Vdc/2

上式中x=a,b,c,1为对应开关器件开通,O为对应开关器件关断相对应的27组具有差别的开关形状组合，其电压空间矢量表达式2一1表示为

222jj vk(uanubne3ucne3)

3221jj vdc(sasbe3sce3) (3.3)

3图中的27种开关状态组合，他们的之间的关系组合成了27个电压矢量，经过其中的可用的3个桥臂开关，根据每个桥臂形态码来记录空间的矢量,如:220、112等。

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图片3.1 三电平空间电压矢量分布图

从图中看出三电平变换器的同一矢量区域可能对应不同的开关状态组成的矢量,存在一定的干扰。27个矢量变为19个空间电压矢量，这些矢量可以划分为4种:0矢量、小矢量、中矢量、大矢量,。输出能容易接近变现为正弦波,所含谐波分量更少，其功能容易实现。

表3.1矢量分类表 零矢量 000 111 222 小矢量 100 110 010 011 001 101 211 221 121 122 112 212 中矢量 大矢量 210 120 021 012 102 201 200 220 020 022 002 202 这个图表示的方法称为“最近3矢量法”。具体请看下文。

3.2三电平 SVPWM 算法原理及控制策略

他们SVPWM调制方法的原理是相似的，而三电平逆变器空间矢量多所以比两电平有更多的开关状态，所以可利用的开关状态矢量更多，控制更复杂。 SVPWM 调制方法同样适用于 T 型三电平拓扑，下面对这种算法进行分析。

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3.2.1 两电平 SVPWM 算法原理

如图所示，为三相两电平并网逆变器结构图。为了便于分析，定义单极性二值逻辑开关函数为其中，x=a，b，c。

图3.2 两电平逆变器拓扑图

可以看出，当 Sa=1 时，输出端电压 UAN=Udc；当 Sa=0 时，输出端电压 UAN=0。因此，UAN=UdcSa。同理，UBN=UdcSb，UCN=UdcSc。对于 A、B、C 三相，有下面三式成立：

uuuAOBOCOuANuNOuBNuNO （3.4） uCNuNO由于负载对称，输出端电压之和为 0，把上面三式相加，并整理，得：

u由式可得

NOuANuBNuCN3udcsx （3.5）

31[uAOsa3(sasbsc)]udc1[uBOsB3(sasbsc)]udc (3.6)

1[ucOsC3(sasbsc)]udc在图中，每时每刻都有三个导通，其中的某些共有 238 种，将其写

入其中，能够使逆变器交流侧的输出电压值得出，如表所示。

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表3.2 不同开关组合的交流侧输出电压值 Sa 0 0 0 0 1 1 1 Sb 0 0 1 1 0 0 1 Sc 0 1 0 1 0 1 0 UAO 0 -Udc/3 -Udc/3 -2Udc/3 2Udc/3 Udc/3 Udc/3 UAO 0 -Udc/3 2Udc/3 Udc/3 -Udc/3 -2Udc/3 Udc/3 0 UAO 0 2Udc/3 -Udc/3 Udc/3 -Udc/3 Udc/3 -2Udc/3 0 Vk V0 V5 V3 V4 V1 V6 V2 V7 1 1 1 0 空间电压矢量 V0~V7可定义为 2j(k1)/3vk3udce （3.7） v0,70其中，k=1,...,6。

上式用开关函数可以表达为

vj其中，j=0,...,7

2j2/3j2/3() (3.8) ussdcsabece3再其系统中，可得其中的电压加起来为零，定义复平面内的电压空间矢

量V 为正弦波相同的角频率 ω情况下，空间矢量以逆时针匀速旋转。

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图3.3 八种开关组合时的空间电压矢量分布及参考电压矢量合成 空间电压矢量 V1~V6将复平面分成 6 个扇形区域。参考电压矢量在图 3-3由伏秒均衡原理，得：

VTVTVTTTTT1122120,7SS (3.9)

设 V*与 V1的夹角 θ，运用正弦定理，可得：

Vsin23TVT2S2sinTVT2S2sin( (3.10)

3)又由|V1|=|V2|=2Udc/3，可得：

T1mTSsin(TT20,73)mTSsinTST1T2 (3.11)

其中，m 为两电平 SVPWM 解调系数。

m3uv (3.12)

dc同理，可求每个合成矢量的作用时间。从式（3-12）可以看出，确定矢量 V0，V7的作用时间之和，他们每个的作用时间没法确定。当我们选择两0矢量，由于联想PWM 每个周期内，尽可能减小变化开关次数，此法能够降低损耗在其开关上。具体地，现在以一个开关周期作为判断，令 V0和 V7的作用时间相等，即 T0=T7，并且将 V0矢量的作用时间平均分布在一个开关周期的始端和末端。如果当参考电压矢量 V 建立于第一扇区为例，其合成矢量为 V1和 V2，七段对称式开关状态输出顺序依次为 000，100，110，111，110，100，000，合成矢量的作用时间如图 3-4 所示。

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图3.4 七段对称式开关状态

3.2.2三电平 SVPWM 算法原理

二极管箱位式三电平逆变器又称NPE (NeutralPointelamped)三电平逆变器是之前启动多电平逆变器拓扑。此逆变器拓扑由于其本身的结构的优点，在开关装置中，一半的压降或较低的开关频率，以承受相对的结构应力，都得到相同或更好的输出波形。当拓扑结构中使用的场合中的高电压，同时减少了开关器件承受应力时，也减少开关损耗的装置，另一方面，减小了电路运行，并且输出波形的谐波含量。因此，在高频率的控制系统，电源有源滤波器，动态无功补偿等领域的三电平转换器的性能，致力于高泛的研究和应用。在这一章中，过程中的三个阶段的转换器的主电路和三电平空间矢量PWM呈现传统算法工作。

三电平 SVPWM 算法与对两电平 SVPWM 算法类似，T 型三电平三相逆变器拓扑如图所示。

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图3.5 三相 T 型三电平逆变器拓扑

相比于两电平 SVPWM，定义开关函数[17]，其中 x=a，x=b，x=c,Sxk 当k等于1到4的值表示 x 相第 k 个开关管的状态，即导通，0 表示对应开关管关和断。则三相输出电压为

uuuVAOBOCO(sa1)udc/2(sb1)udc/2(sc1)udc/2 (3.13)

S222jj3(VaVbeVce3)

3 (3.14)

相比于两电平，其角度之间互相 120°的平面坐标系上，如果能展现出三相空间合成矢量，需要（U输）转换到复数坐标器上。定义空间电的压矢量为

2j2/3j2/3() (3.15) vs3uAOuBOeuCOe由可以画出三相三电平的空间矢量分布图。用Sa，Sb，Sc空间的矢量可以表示， 请看图。其中19 个空间矢量，可以等于27种开关状态。可以将这 19 个矢量按照幅值大小分成四类：幅值为 2Udc/3 的为大矢量，幅值大小3Udc是中矢量，幅值大小Udc3是小矢量，零矢量为幅值大小是0；

3每个小矢量对应两个开关状态，零矢量对应三个开关形态，请看表 所示。

与两电平的空间电压矢量一样，三电平的空间运动轨道为不规则的圆。但是，三电平的空间电压矢量，使得合成的矢量可以更接近原始比照的电压矢量，其中两电的平矢量多，输出谐波的含可以表现其为比之前更少。此优点就是三电平 SVPWM的优势。三电平 SVPWM 调制方法具体实现步骤可 分为几个步骤： 下面进行具体说明。[13][14]

3.3 区域判断

其主要目的是确定地区找到三个基本矢量合成参考电压矢量。并且，每个大区可分为四个小区域。因为在短的采样周期提出了许多算法和模拟需要做出准确的向量的基本空间矢量的量，本文将分为六大区域，每个小区域。通过此法划分分析三电平，

ⅠⅡⅢ Ⅳ Ⅴ Ⅵ由大面积，以1 2 3 4 5 6代表小面积[13]。

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图3.6 传统算法区域划分[14]

图3.7 传统算法小区域判断[15][16]

首先，根据 θ 确定Vref所在大扇区。 当 θ=0~60°时，Vref可得一大扇区内； 当 θ=60~120°时，Vref在第二大扇区； 当 θ=120~180°时，Vref在第三大扇区； θ=180~240°时，Vref位列于第四大扇区内； 当 θ=240~300°时，Vref位于第五大扇区； 当 θ=300~360°时，Vref位于第六大扇区。 然后，根据|Vref |和 θ 判断出Vref所在的小区域。

区域1和2与区域3和4的边界线方程式为；

y33 (3.16) Udc3区域 3 和区域 5 的边界线方程为：

y3

3 (3.17) 3Udc19

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区域 4 和区域 6 的边界线方程为：

y3 (3.18) Udc6 VaVrecos, VVrefsin (3.19) f （1）30时，Vref在1，3，5小区域内。 若V3V若V3V3，则Vref在区域1内； Vdc23，则Vref在小区域5内‘ Vdc2否则，Vref3区域中。

（2）30时，Vref在 2，4，6其中一区域。 若V3V若V3V3，则Vref区域2中； Vdc23，则Vref 6的小区域内； Vdc2否则，Vref 4中。

3.4时间计算

以上的同参考电压矢量一块，代入伏秒均衡方程[7]

TVTV1122T3V3TsVrefs（3.20）

TTTT123 （3.21）

解出T1，T2，T3即完成传统三电平SVPWM的调制方法对基本空间矢量作用时间的解。

根据I大区4小区来看，

31jjj16，3，，V12VdceV22VdceV32VdcVrefVrefe (3.22)

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Re：

1313coscoscosTs （3.23） VVVTT21VrefdcT3dcdc2262231sinsinsinTs （3.24）

2Vdc6T22Vdc3T1VrefIm：

解的T1，T2，T3分别为

Ts[12ksin(3)]，

Ts[2ksin(2Vref3Vdc3)1] (3.25)，

Ts(12ksin)，k （3.26）

根据内容，能够求出在其它区域时的参考电压矢量，根本作用矢量的作用时间。整个区域规则内基本矢量的作用时间表如（起始矢量为对应短矢量在每个采样周期内各个区域开关次序。[4][2]

3.5时间状态分配

从三电平SVPWM基本空间向量图可以得出。矢量大矢量与开关状态相一致，两组开关状态等于短载体，含有三组开关形式零向量。因为每个开关相对于该数目的外观，所以原点为短矢量作为起始载体的所有取样周期状态取样周期，短的开关状态向量。的时间，以获得一个参考原始矢量的作用，使开关状态可以统一分配更容易，我们使用负短矢量成为对于每个取样周期的起始矢量的原点。该命令的基础上，开闭状态的作用，可以选择零矢量

在二进制矢量表达中。这是由于假定容许有两个想·，三个桥臂同时动作。则在线电压的半周期内会展现出反极性的脉冲。惹起脉冲波动和电磁噪声，发生反向转矩。

依据上述原理的作用次序如表3.2所示,其中n,0,p个别体现对应三相为低电平,零电平,高电平。

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表3.3

区域 1-1 100-110-111-211-111-110-100 1-2 110-111-211-221-211-111-110 1-3 100-110-210-211-210-110-100 1-4 110-210-211-221-211-210-110 1-5 100-200-210-211-210-200-100 1-6 110-210-220-221-220-210-110 2-1 110-111-121-221-121-111-110 2-2 010-110-111-121-111-110-010 2-3 110-120-121-221-121-120-110 2-4 010-110-120-121-120-110-010 2-5 110-120-220-221-220-120-110 2-6 010-020-120-121-120-020-010 3-1 010-011-111-121-111-011-010 3-2 011-111-121-122-121-111-011 3-3 010-011-021-121-021-011-010 3-4 011-021-121-122-121-021-011 3-5 010-020-021-121-021-020-010 3-6 011-021-022-122-022-021-011 4-1 011-111-112-122-112-111-011 4-2 001-011-111-112-111-011-001 4-3 011-012-112-122-112-012-011 4-4 001-011-012-112-012-011-001 4-5 011-012-022-122-022-012-011 4-6 001-002-012-112-012-002-001 5-1 001-101-111-112-111-101-001 5-2 101-111-112-212-112-111-101 5-3 001-101-102-112-102-101-001 5-4 101-102-112-212-112-102-101 5-5 001-002-102-112-102-002-001 5-6 101-102-202-212-202-102-101 6-1 101-111-211-212-211-111-101 6-2 100-101-111-211-111-101-100 6-3 101-201-211-212-211-201-101 6-4 100-101-201-211-201-101-100 6-5 101-201-202-212-202-201-101 22

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4 传统算法MATLAB仿真技巧及仿真实践

MATLAB是美国MathW0rks公司开发研究出的出的处理图形工具，其效率高的数值计算、矩阵运行、信号处置和图形生成等性能包含于MATLAB里。在工程界，MAI,LAB最大的用处是：求解实践课题，数学模型成果，典型使用包含数值计算，算法估计与验证，以及一些特别的矩阵计算应用。如自控理论、数字信号处置和统计。其性能用处很多，具有仿真度很高的SIMULINK库，直观看起啦很形象，各种工具箱包含于内，应用于控制系统的设计和仿真。[21]

4.1仿真思路

三电平逆变器系统由SVPWM调制，主电路，负载电路等区域，其中SVPWM控制部分使用了系统的主要组成部分是SVPWM调试算法。

在模拟三电平逆变器系统，可以快速使用SIMULINK提供的设备可以设置按照我的原则有适当的模块性能【1】【18】。

随着对MATLAB仿真软件把握的熟练水平的逐渐加强，对算法的了解程度加深，具有相同作用的仿真模块也能够制作出多种有差异的仿真措施。

本文以下内容将对传统三电平SVPWM算法中的MATLAB仿真技巧运行总结。对simuilink里的个个仿真模块提出比较常用容易上手仿真的仿真模型的搭建策略，以此来表现MATLAB软件特别的的仿真功用，MATLAB仿真技巧的多样划。[18][19] 4.1.1参考矢量采样运用合成法[9]

离散和参考数字的选择向量的学习采样数据，有可能由三个三角函数来合成原始参考矢量初始量，然后生成实加虚部成为最终变现值和一个参数模式，作为上述输入。仿真模型的第二个方法[18]

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1Va12VbProduct-C-ConstanteuMathFunctionReImComplex toReal-ImagValfa2Vbeta3VcProduct1-C-Constant1euMathFunction1Add

图4.1 参考电压矢量仿真图

4.2区域判断

传统三电平SVPWM算法依照每60度，为一个区。整个空间向量为6个区域，用模拟参数可分为基准矢量

Scope221UScope11ValfaReIm2VbetaReal-Imag toComplex|u|uComplex toMagnitude-AngleScope3u*3/piFcnceilRoundingFunction1Scope4Nu1piConstantu-pi/322u-2*pi/3333thetau-pi44u-4*pi/355Scopeu-5*pi/36*, 6MultiportSwitch 图4.2 大区域判断仿真图

【18】

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依据传统三电平SV算法判别小区域时的逻辑关系,立即构建仿真模型。如图所示。可得出虽然算法一样，但是这种方法只使用判别时的逻辑关系，没有差异条件时的计算，因而仿真模型相对简略。【17】【15】

6-0.433Constant4Product6AddSwitch51.732ualphacosTrigonometricFunctionsinTrigonometricFunction1Product-1.732ubetaConstant3Product5Add1Constant24Product4Constant712Constant93Product1Constant8Switch1Switch4nConstant51U2theta1Constant103Vdcf(u)Fcn2K0.866ConstantProduct2Add25Constant6Switch6ScopeSwitch3-0.866Constant1Product3 图4.3 小区域判断仿真图

【18】

4.3时间计算仿真

使用逻辑法仔细观察根本矢量作用时间表内的所用时间表达式能够计算时间模块仿真,就会发现有差别区域的作用时间并不能确定个个是不同的,而是具有有些的逻辑关系。对比后发现,单位换成小区域,三个基本矢量作用时间的顺序经过互换小区域内,然后得出另外五个大区的所有矢量时间。,时间为Ta,Tb,Tc表示,所有基准时间如表

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区域 I1 I2 I3 T1 T2 T3 2kTssin(π/3-θ） 2kTssinθ Ts（1-2ksinθ） 2kTssinθ Ts[1-2ksin(π/3+θ） Ts[1-2ksin(π/3+θ） Ts[1-2ksin(π/3+θ） 2kTssin（π/3-θ） Ts[1-2ksin(π/3-θ-１） Ts（1-2ksinθ） 2kTssinθ Ts（2ksinθ-１） Ts[1-2ksin(π/3-θ-１） I4 Ts[1-2ksin(π/3+θ） Ts[1-2ksin(π/3-θ-１） I5 Ts[1-2ksin(π/3+θ）I6 2Ts[1-ksin(π/3+1)] 2kTs（sinπ/3-θ） 表4.1 基准时间表 必要用搭建作用的时间逻辑关系和基准时间仿真的模型仿真模型。基准时间的仿真模型搭建方法与非间接法中的时间搭建方法一致,时间逻辑关系仿真模型如图[15][20]

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1N2n1234Selector5Scope*3TaSelector1, 6112345T1MultiportSwitch2T24Tb3T3, 65TcSelector212345*MultiportSwitch2*Selector3, 6MultiportSwitch1

图4.4 时间逻辑关系仿真图[18]

4.4时间状态分配

用分步法实践成功时间状态分配运。[11][12]可以分为以下几步：第一步,完成七段式时间调配。个个区域基准的作用矢量作用时间分为T1，T2，T3，可以依照每个采样周期短矢量中以起始矢量的顺序分布,因此时间分配的所以7段式分配是相同的,唯一不同的是T1，T2，T3值。所以，每一个区域都能够通过仿真区分七段式时间分配【18】。

RepeatingSequenceScope1T11/4GainAdd5Relay2T21/2Gain1AddAdd6Relay1Scope13T31/2Gain2Add1Add7Relay21M1/2Add8Gain3Add2Relay31ConstantRelay4Add3Add9Add14Relay5Add4Add10图4.5 七段式时间分配仿真模块

步骤2,状态的两个完整的载体序列，订单的在按照规则的作用，所有这些负短的采样周期来表示的起始矢量代表一个向量中。

[22]

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表4.2 矢量状态次序仿真数据表 区域 1-1 100-110-111-211-111-110-100 1-2 110-111-211-221-211-111-110 1-3 100-110-210-211-210-110-100 1-4 110-210-211-221-211-210-110 1-5 100-200-210-211-210-200-100 1-6 110-210-220-221-220-210-110 2-1 110-111-121-221-121-111-110 2-2 010-110-111-121-111-110-010 2-3 110-120-121-221-121-120-110 2-4 010-110-120-121-120-110-010 2-5 110-120-220-221-220-120-110 2-6 010-020-120-121-120-020-010 3-1 010-011-111-121-111-011-010 3-2 011-111-121-122-121-111-011 3-3 010-011-021-121-021-011-010 3-4 011-021-121-122-121-021-011 3-5 010-020-021-121-021-020-010 3-6 011-021-022-122-022-021-011 4-1 011-111-112-122-112-111-011 4-2 001-011-111-112-111-011-001 4-3 011-012-112-122-112-012-011 4-4 001-011-012-112-012-011-001 4-5 011-012-022-122-022-012-011 4-6 001-002-012-112-012-002-001 5-1 001-101-111-112-111-101-001 5-2 101-111-112-212-112-111-101 5-3 001-101-102-112-102-101-001 5-4 101-102-112-212-112-102-101 5-5 001-002-102-112-102-002-001 5-6 101-102-202-212-202-102-101 6-1 101-111-211-212-211-111-101 6-2 100-101-111-211-111-101-100 6-3 101-201-211-212-211-201-101 6-4 100-101-201-211-201-101-100 6-5 101-201-202-212-202-201-101 6-6 100-200-201-211-201-200-100 28

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多层包围的矢量状顺序仿真模块, 结构的嵌入，由内往外，顺序小区域矢量作为第一层，在大区域内选择小区域此为第二层，区域全部矢量状次序为第三层,其特别处是大量的使用SIMULINK的多路选择开关器件，区别矢量状态序列，且所在区域的判别[8][19][17]

N1n23MnstateMnstateM112321statenstateM43nstateMnstateM*, 6MultiportSwitch5nstateM6

图4.5 矢量状态次序仿真图((整个区域)[22]

第三步，实现从矢量到开关的状态的转变。其为三电平逆变器，三相电平状态是低电平的主电路中,零或高电平,三电平的逆变器的开关状态表示的主电路中开关器件工作状态包含断或通,两者间具有稳定的联络。假如表示-1,0 ,1三相电平的状态区分为低,零,高电平,0,1表示分别体现工作的开关器件状态断,通。其开关状态相应联系为其中个个相的开关器件遵守从上到下的次序牌号

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Scope11state2*, 1ConstantMultiportSwitch121, pulses*MultiportSwitch112*[1 1 0 0][0 1 1 0](0 0 1 1), MultiportSwitch2

图4.6 矢量状态转化为开关状态的仿真图

遵照上所述的三步就能实现时间状态分配模块仿真[18]

4.5 仿真波形分析

图4.7 输出相电压

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图4.8 输出线电压Uab

图4.9 共模电压

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图4.10 输出相电流

图4.11 A 相并网电流

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图4.12 A 相并网电流 THD

4.6仿真总结

在应用传统SVPWM算法的三电平逆变器的系统，Matlab仿真中，即使是相同调试算法,此文也对其逐个重要的模块发表出了一个仿真方法,此法需要能熟练掌握运用Matlab仿真软件,另外需要加深理解三电平逆变器主电路拓扑结构的工作原理(比如,三电平逆变器主电路模块的原理法仿真),以及对两电平逆变器系统SVPWM算法仿真 (比如,区域判断模块的组合法的仿真和时间状态的分配模块的直接法仿真),同时还展现了算法，通过实现的途径和仿真技巧的多样性。

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5 总结与展望

三电平逆变器的基本工作原理的分析，引入三电平空间矢量原理，并在此基础上，在传统的三电平SVPWM控制方法，包括的详细描述：区域判断方法，时间计算公式中的作用，切换矢量原则和最佳输出开关顺序。建立了传统算法的仿真模型对该算法进行分析

本文主要对三电平SVPWM算法体系及MAI,LAB仿真技巧进行归纳总结,提出自己对于三电平SVPWM算法的一些想法,并没有涉及更多电平数的控制领域。希望能够将算法和仿真扩展到多电平领域,深入理解虚坐标系算

法基本原理,熟练掌握虚坐标系算法在多电平领域的应用,实现多电平的仿

真。

对于这次的设计我受到了很多感触，当然过程也遇到了很多了难点，老实说当我选择这个课题的时候我是没有任何心理准备的，对于其了解也是非常有限，只是通过学校课程中的大电拖里的有限知识了解了SV调试，脉宽调制等，浅显的理解了这种调试方法和脉宽，并不理解什么三相三电平下的，和其中模型所具有的拓扑结构所带来的不同和仿真，调试的方法传统SV也是不是很理解，但是我通过学习资料和查阅文献慢慢理解这种调试，同样我也在网上自己模拟了许多通过传统SV的仿真图，但是正当我要开始做时却遇到了很多人都遇到的难题就是看起来感觉调制方法一样很简单，也能够理解，但是就是不能用于自己的T型拓扑中，这个难点不能够突然就一直仿真不了，为此我找到导师，导师给我很多建议，虽然导师很忙但是每次单独答疑都能给我很多帮助，首先让我构建大框架，我觉得这样起码思路清晰，然后在小框架里构建作用模块，我通过原理得到期周期，作用时间的函数，然后通过关系用SIMULINK里的元件构出其关系表达式，分区构建，在在构建计算时间模块中，我参照了文献中原理图，因为传统SV调试的模块很多，我用最简单明了的直接法构建，传统SV调试办法不是很新的方法所以很多的参考文献可以参照，我构建其模块，然后从脉冲导出12路脉冲接进T型电路中，三相T型拓扑结构，能够容易构建，他既方便又能规避电路中不稳定的谐波，三电平的变换器通过SIMULINK里的带二级管的IGBT可以组建出来，前文已经讲了他换流方式，为什么能够通过6个IGBT变化等于变换器电压的作用等等，然后接入脉冲信号，在其后面加入负载，负载统一下，通过SCOPE可以看出其电压和电流的变化，具体为三角函数形式，如果波形不稳定或是与理解的波形不太一样请打开传统SV模块调节器脉冲，导入的系数函数，电压，知道稳定符合自己的理解波形，这样

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就能仿真出现波形，传统SV运用很多也是大部分比较平常的调试，我觉得目前这样的调试是有缺陷的比如，函数关系冗余，构建用到的元器件多，定义的函数不稳定，他可以进一步的改善，像现在比较新的虚拟SV调试就很好的避免了这些，他运用起来简单容易找到自己想要的波形，定义函数简单，容易找出问题，所以要想其更完美还得需要专家们更进一步的改善完事其这种调试，使其用图更广，效能更高。

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翻译部分

英文原文

1 Introduction

In recent years, renewable energy sources such as wind turbines, photovoltaic systems or biogas plants have become increasingly important. In the meantime, the point of common coupling is shifting from low voltages to medium voltages because of the growing power ratings by the producers. These medium voltage inverters could perform under lower switching frequencies to reduce the switching losses. However, the quality of the output voltage is affected by high amplitude low order harmonics. This causes additional harmonic losses as well as higher total harmonic distortion (THD). Considering these reasons, analysis and estimation of power losses and temperature rise in multilevel converters have several benefits such as optimal heatsink size design, thermal stress evaluation and semiconductor aging prediction, in line with improving both the performance and reliability in designing power converters. For example industrial sectors, such as smart grids an active network, are willing to employ high quality multilevel converters because of their low THD. Hence, condition

monitoring and lifetime prediction would be necessary for optimal design of medium voltage converters more than ever. In general, power losses in semiconductor switches are divided into two groups; conduction losses and

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switching losses. On-state power losses, when the insulated-gate bipolar transistor (IGBT) is completely on, can be described by a simple model; a voltage source drop (uCE0)that represent on-state zero-current emitter–collector voltage in series with a resistor (rC). Similarly, uD0 and rD represent the conduction model for a diode. Thus, the average conduction losses for both the IGBT (PCT) and diode (PCD)

are presented as below

ppCTCDuCEOICavrCIuDOIDavrDI2Crms2Drms

where ICav and IDav are the average IGBT and diode currents, ICrms and IDrms are the RMS values of IGBT and diode currents, PCT and PCD are the average power losses of the IGBT and diode, respectively [1]. Note that parameters like

uCE0 and rC as well as uD0 and rD can be obtained from their corresponding datasheets [2]. Real switches also introduce switching power losses during both turn on and turn off; in particular, reverse recovery diodes should be taken into account [3, 4]. Switching losses can be mathematically modelled and analysed accurately [5–7]; but transition of current and voltage waveforms differ from one IGBT to another. Therefore it is unrealistic to introduce a general formulation for calculation of switching losses. Nonetheless, using the curves of ‘switching energy losses against current’ and ‘switching energy losses against gate resistance RG’ could be helpful to approximate switching losses (these are also included in datasheets). In addition, switching losses depend on DC-link voltage VDC and junction temperature of semiconductor Tj. Normalising these parameters by a reference value specified in datasheet, the following formula

is obtained

where Aon and Bon are obtained from linear interpolation of the energy losses against current of the IGBT (IC), both Eon(RG) and Eon(RG, datasheet) are obtained from energy losses against gate resistor of IGBT, VDC(on) is half of

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VDC, Eon(Tj) are the energy losses at the operating temperature and maximum operating temperature of IGBT, respectively. Similar relationship is derived for Eoff [8]. Adding the turn-on energy losses (Eon) to the turn-off energy losses

(Eoff ) in one ‘fundamental period’ gives the total switching power losses (PSW) of the IGBT as below

where ffundamental is the fundamental frequency of the output voltage. Here a software was developed in which both the turn-on and turn-off energy curves are interpolated. Additionally, since the provided curves are dedicated to a specific gate resistor, DC-link voltage and junction temperature, some modifications and formulations were arranged by using other useful curves from datasheet. These

extensions show energy losses against gate resistance and junction temperature, paving the way for calculating switching losses by software. Calculation of power losses have already been studied in many literatures. In [9, 10], a mathematical model is used to work out the power losses. In [11, 12], dynamic thermal parameters of semiconductors are calculated through datasheet and/or experiments, providing temperature rise of the connection point. Also, long-term experiments are reported in [13–15] in which the switching packages are subjected to thermal stress. The junction temperature rise is then used to obtain the average temperature as well as the difference between maximum and minimum junction temperature. Long-term experiments are reported in [5–7]in which switching modules were subjected to thermal stress. Then, the lifetime of semiconductor was predicted according to the temperature rise of connecting point of the modules as well as statistics models. These kinds of literatures normally concentrate on lifetime prediction using probabilistic approach rather than accurate power loss and temperature rise. This paper concentrates on calculation of the exact power losses of a three-level inverter by numerical methods, both for the conduction and switching intervals. A mathematical

model is developed to calculate the needed currents andvoltages of three-level inverter accurately. Then, the temperature rise is estimated for

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semiconductor switches using the calculated power losses. Furthermore, heating curve of semiconductor switches is used to predict their

lifetime by employing the power-cycling concept. To verify the introduced analysis, a 6 kVA three-level diode-clamped inverter was used in experimental evaluation of power losses. The DSPTMS320F28335 was used to modulate and

control of the three-level inverter. To verify the performed investigations, it is necessary to measure junction temperatures of switching devices. This cannot be fulfilled by usual thermometers in practice. A thermo-vision camera was employed to do so. In brief, comparing the experimental results with those of simulations confirms the performed analysis and theoretical discussions.

2 Modelling the three-level inverter

It is necessary to model three-phase inverters to obtain voltage and current waveforms for each element like IGBT and diode, working out the power losses accurately. There exist two ways in modelling a converter; first, the whole inverter is simulated by a real-time software (e.g. PSPICE) .Second, the inverter is modelled analytically using differential equations, where the resultant outcome needs to be developed by software. Fig. 1a shows a three-level inverter that is further introduced by a simplified single pole triple throw (SPTT) equivalent circuit for phase a in Fig. 1b. Here the SPTT acts as an ideal switch, Va is theoutput voltage for phase a, VLand IL are the inductor

voltage and current, L is the AC-side filter inductance, rL isthe winding resistance related to the inductance L, Rload isthe load resistance and VN is the neutral point(NP) voltage.Starting from Vj=a, b, c, a KVL can relate Vj to VN as below

Also, the neutral point voltage can be related to the phase voltages in three-phase systems

Combining (4) with (5) as well as doing further

rearrangement for getting two independent inductor currents leads to

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where instant values of Va, Vb and Vc depend on the position of the SPTT of each phase 2.1 Switching modeling

The inverter leg a is composed of four active switches S1–S4 (IGBT) with four anti-parallel diodes. Here each two pairs (S1, S3) and (S2, S4) are complementary switched, connecting each phase to three voltage levels VDC/2, 0, − VDC/2 with respect to ground (see Fig. 1). Thus, the phase voltages can be described as follows

Substituting (7) in (6) results in the following non-linear time-dependent state space equations (see (8)) where X is the state vector, u is the input DC voltage, A is the state matrix and B is the input coefficients matrix. Solving (8) needs finding input matrix B, that depends on switching functions. Thus, the converter time-dependent model is a variable structure system which should be solved N switching times over a given fundamental period T

where ti and ti+1 are the ith two consecutive switching instants in which state equations are solved (i.e. N various set of state equations have to be solved). 2.2 Solving the equations by numerical method Solving the nonlinear differential state equations (8), in combination with (9), should be fast in order to be applied

in real-time power losses calculations such as estimation of switching module temperature. Hence, numerical methods in discrete domain can be nominated to do so. Here a program was developed for the three-level inverter to work

out the model described by (8) followed by calculations of power losses.

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First, a general SPWM modulation technique was programmed, calculating the switching edges ti. Then, the calculated switching values at the obtained switching edges are replaced in (8) to obtain the discrete form of (8) as (see (10))

3 Dynamic thermal modeling

Reliability and lifetime prediction of power electronic component strongly depend on calculation of exact power losses as well as accurate computation of thermal stress. A dynamic electro-thermal model of the semiconductor switch

(e.g. IGBT) and the applied heatsink is necessary for calculating thermal stress. Thermal model of various materials is composed of equivalent RC-networks, generally described by Foster and Cauer [16]. Fig. 2a shows a fourth-order Cauer model for an neutral-point clamped (NPC) module including IGBT, freewheel diode and clamping diode. Equivalent impedance of the junction to

where the unknown parameters, like Ri and Ci, can be obtained from the module datasheet. Resistances Ri can be directly read, whereas capacitances Ci should be computed from the given ti = RiCi. It should be noted that these extracted parameters are suitable for Foster model in IGBT datasheets as shown typically in Fig. 2b; further adaptation will be required for the Cauer model by computing the equivalent input impedance Zin at different stages using denominator divided by numerator continuously [17]. Table 1 lists typical Foster and Cauer thermal impedances obtained from an IGBT datasheet. The obtained values for the resistors and capacitors are then substituted in Cauer model (11) to obtain the thermal input impedance transfer functions for both IGBT (including its freewheeling diode) and clamping diode as below Three transient responses can be seen in Fig. 3a that describes the behaviour of three transfer functions related to

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the IGBT (switches S1 and S2) and clamping diode using (12). The ripple of heating curve for each semiconductor device can be used for calculating the thermal stress of the whole module. Thus, the developed software is used to work out the instantaneous power losses of each semiconductor device, where PIGBT stands for both the IGBT and the freewheel diode. These powers can be multiplied by the obtained transfer function in (12) to obtain the temperature rise.

Furthermore, in [18], superposition is suggested for calculating the temperature rise in a complete device (ΔTIGBTFD.JC) as below

where ΔTIGBTFD.JC is temperature rise of both the IGBT and freewheel diode. In addition, thermal conductivity of the experimental NPC inverter uses naturally cooled heatsink. The thermal resistance of heatsink could be found in datasheet published by manufacturer or is calculated according to the size and shape of heatsink. A small aluminium heatsink with five fins is used to take the heat

6.1Thermography of the three-level inverter

In this step, a digital multimeter connected to the PC (Fig. 8) for recording the heatsink temperature rise using a thermocouple. This experimental set up can validates the result of heatsink thermal simulation that is shown in Fig. 3b.It takes a long time for the heatsink to reach its final temperature because of its large thermal time constant. In this case, the experiment was continued up to 00 s until the temperature of heatsink remained constant at 61°C. The comparison of simulated and measured temperature rise is indicated in Fig. 11a, showing pretty accurate match. The ambient temperature (TAmb) is 22°C, and the heatsink to ambient temperature rise (ΔTHA) is 39°C according to the experiment.

Fig. 11b shows simulated variations in the junction temperature of semiconductors up to 5500 s when switching frequency is 2 kHz. To validate simulations, a measuring device is needed, that is capable of measuring junction

temperature. The usual thermometers have no access to the junction, just measuring the case temperature. Therefore a thermo-vision camera (see Fig. 12a) was used to measure junction temperature of semiconductors. An experiment was arranged in which the load is the same as the performed simulations for semiconductors. Also, the modulation index and switching frequency are 90% and 2 kHz, respectively. Fig. 12b shows thermography of one phase of inverter

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for 00 s. The final temperature of each component is indicated on the picture. It can be seen from

Fig. 12b that the central IGBTs (S2, S3) are hotter than (S1, S4)

because of their higher power losses. This issue has also been indicated in simulations shown in Fig. 11b. Figs. 12c and d demonstrates similar experiment when the switching frequency is increased to 4, 8 and 16 kHz. Table 2 summarises final temperatures related to semiconductors of one leg of the three-level inverter, both for simulations and experiments at 2, 4, 8 and 16 kHz.

英文翻译

1.引言

在最近几年，可再生能源系统如风力 涡轮机，光伏发电系统或沼气厂变得越来越重要。在此期间，公共耦合及相交的点是当低电压转变为中级电压时需要越来越多的额定功率来提供使其电压上升。这就需要这些中压变频器，他们能

在较低的开关频率进行，以减少开关损耗。但是输出电压质量受高幅度低次谐波的影响。此外还会导致额外的谐波损耗，以及更高的总谐波失真（THD）。 考虑到这些原因，分析和估计的功率损耗和温度上升在多级转换器有几个好处，如最佳散热器尺寸设计，热应力评估和半导体老化的预测，在符合双方改善的情况下设计电源转换器的性能和可靠性。例如工业部门由于它们的低THD的转换器，需要如智能电网活跃网络，并且愿意聘用高品质的多样性的变换器来确保运行。因此，条件监测和寿命预测将是必要的，因为中压优化设计转换器比以往任何时候都重要。在一般情况下，功率损耗在半导体开关的情况下是分为两组：导通损耗和开关损失。在通态功率损耗情况下，绝缘栅和双极晶体管（IGBT）是可以完全描绘构建的一个简单的模型的。一个电压源降（uCE0）表示代表导通状态下的串联的电阻器（RC）的零电流在发射极 - 集电极电压。同样，uD0和RD代表在此状态下模型的二极管。因此在IGBT（PCT）和二极管（PCD） 平均传导损耗表示如下

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其中ICav和IDAV是平均IGBT和二极管的电流，ICrms和IDrms是IGBT和二极管的RMS值电流，PCT和PCD是的平均功率损耗IGBT和二极管，分别[1]。需要注意的是参数，如uCE0和Rc以及uD0和RD可以从得到其相应的参数表[2]。真正的交换机还引入过程中的开关损耗功率包括打开和关闭;特别是，反向恢复

二极管应考虑到[3,4]。开关损耗可以在数学建模和精确地分析[5-7]其电流和电压波形，但电压和电流的波形转换不同于在从一个IGBT到另一个不同。因此，这是不现实的。所以引进的一般公式为计算开关损耗。然而，使用的曲线针对开关对目前的能源损耗和开关针对栅极电阻RG'能量损失可能是有帮助的近似开关损耗（这些也被包括在数据表）。此外，开关损耗取决于直流母线电压VDC和结温半导体TJ。其中，输出的基频电压能过被这里一个软件开发，并且其中两个状态导通和关断的能量曲线能够被篡改。另外，由于所提供的曲线专用于特定网络栅极电阻，直流母线电压和接头结点温度，从数据表可以看出有些修改和公式配方规划均安排使用其他有用的曲线。这些扩展显示对栅极电阻的能量损耗和接头结点温度铺平了计算的道路，通过开关原件的能量损失。功率损耗的计算已经研究了在许多文献。如在[9，10]中，一个数学模型被用于描述制定功率损耗的表示。如 [11，12]，动态热半导体的参数通过计算表格或是实验，提供温度上升的连接点。此外，通过长期的实验可以报道出如[13-15]，其中切换方案是受到热应力的影响。结点温度升高，然后用最大和最小连接处之间的差异温度获得平均温度。长期实验报道可得如[5-7]中该交换模块受到热应力的作用。然后，半导体的寿命预测根据的连接点的温度上升模块以及统计模型可以得出。这些种类的模型的表示通常采用集中寿命和预测概率的方法，而不是通过精确的功率损耗和温度上升。本文集中体现在精确的功率计算三电平逆变器通过数值方法的损失，无论是导通和开关的时间间隔。用数学模型来准确计算所需的电流和三电平逆变器的电压。然后，将温度升高，估计并计算在半导体开关使用下的功率损耗。此外，加热半导体开关的曲线被用来预测其终身通过采用功率的控制的概念。为了验证引入的分析，通过有6千伏安三级二极管钳位变频器在电力实验所用的评估损失。在DSP TMS320F28335被用于调制和控制三电平逆变器。为了验证执行调查后，有必要测量结温度开关器件。这不可能是FUL网络LLED在实践中通常的温度计。热 - 视觉摄像头受雇于这样做。简言之，比较实验结果和那些模拟控制确认有效值的实验结果进行分析和理论研讨。

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2.三电平逆变器的建模

对模拟三相逆变器建模是有必要，以获得电压和电流波形对于IGBT每个元素和二极管。准确的计算出功率损耗。有2种模拟转换器的方式存在。第一种，整个逆变器是通过实时的软件（如PSPICE）模拟，接着逆变器被建模解析通过用微分方程，其中所得到的结果需要已完成的软件来表示。图逆变器是由一个简化的网络进一步导入单刀三掷（SPTT）等效电路中，用于的相位如图 1B。这里SPTT充当理想开关，Va为所述输出电压相的电压，VL和IL为电感的电压和电流，L是交流侧滤波器电感，RL是绕组电阻与电感L，R负载电阻，VN是中性点（NP）的电压。从VJ开始= A，B，C，A 其中，VA，VB和Vc的即时值取决于位置每个阶段的运动。

2.1模拟开关

逆变器桥臂是一个由四个有源开关S1-S4的（IGBT）具有四个反并联二极管组成。在这里，每个2对（S1，S3）和（S2，S4）是互补的切换，每相连接到三个电压电平VDC /2，0，- VDC /2相对于地（参照图1）。因此，该相电压可以描述如下

替代（7）在（6）的结果在下面的非线性时间相关的状态空间方程（见（8））

其中X是状态矢量，u是输入直流电压，A是状态矩阵和B是输入系数矩阵。解决（8）需要寻找结果输入矩阵B，这取决于开关 功能。因此，该转换器随时间变化的模型是一个变结构系统，它应该解决N在给定的基本周期T的开关时间

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其中Ti和Ti+ 1是第i个连续两个开关瞬时状态下的在这种状态方程求解的（即N各种设置状态下方程式必须被解决）。

2.2求解方程用数值方法

求解非线性微分方程状态方程（8），应快速施加于（9），以便组合时功率损耗的计算和估计交换模块的温度。因此，数值方法在离散域可以被命令这样做。这里方案被开发为三电平逆变器的工作通过所描述的模型随后的计算如（8）的功率损耗。首先，一般SPWM调制技术编程，计算转换边缘TI，然后在所获得的开关状态下计算切换值边缘并通过（8）替换中获得的离散形式（8）（见（10））

表1中得到考尔和福斯特从参数数据表

其中未知参数，如R 1和C1，可以是从模块数据表获得。电阻Ri可直接读取，而电容Ci应计算从给定TI = RICI。应当指出的是，这些提取的参数是适合于建立模型中的IGBT如图1所示通常的数据表。 2B;进一步调整将需要的考尔模型通过计算在不同的阶段使用等效输入阻抗Zin分母分子相除表示[17]。表1列出了典型的培育和考尔热阻抗可以从IGBT数据表获得。对于所获得的电阻器和电容器的值，可以在考尔模型被取代（11）以得到热敏输入阻抗传递。两个IGBT功能（包括其续流二极管）和钳位二极管，如下三个瞬态响应可以看出，在图3A的介绍了与3传递函数的行为在IGBT 因此，所开发的软件，用于制定瞬时功率损耗各半导体器件的，其中的IGBT代表两个IGBT和飞轮二极管。这些能量可以通过相乘得到在（12）的传递函数中以温度上升获得。此外，在[18]，叠加被建议用于计算的温度上升到一个完整的的状态的方式（ΔTIGBTFD.JC）如下面

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散热器的热阻可以在数据表公布的制造商找到或根据尺寸和散热器的形状来计算。小铝制散热片与具有5翅的散热片被用来带走在半导体的热。基膜表层覆盖的强化软质塑料与硅润滑脂，用于依附装载在IGBT的散热器的电绝缘性。此外，根据绝缘体的热阻（第Z CH IGBT）应考虑逆变器的精确热模型。该对于基膜表层覆盖的强化软质塑料和硅脂范围电阻变化在根据应用笔记1.5-1.7°C / W

几种方法已在[19-21] 呈现可用于计算散热器的热阻。散热器的热阻抗计算的数据，其中图3B显示散热器的响应（散热器到环境温升ΔTHA）。比较的热响应散热器与所述开关（参见图3a）可以得出对于因半导体更快的响应他们的这两个材料和尺寸巨大的差异。由于IGBT上安装散热片，总功率损耗（P总）是乘以散热器传递函数（Zth时的HA），以获得ΔTHA。因此，对于一个IGBT的结点温度包括续流二极管（TIGBTFD j）

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IGBT和二极管的结外壳温度上升（ΔTJCB散热片温度上升（ΔTHA）

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图。4电源循环测试半导体的过程中基本频率的一个周期的功率损耗的周期IGBT的B瞬态结温（Tj IGBT） 4寿命预测

其中ΔTJ是最大值和最小值之间的差下结点温度，Tm为最大的平均值和最低结温开尔文，KB=1.38×10-23是玻尔兹曼常数，并且EA =9.×10-20jis，其活化能A =310，α= - 5.这些参数是有效的IGBT模块和其它类型半导体的功率他们应该循环试验得出结果。它可以从（15）可以看出，寿命取决于DTAJ。这样，较高的热应力作用下，下层半导体的寿命[22，23]。图4b示出了一个典型的结温度波动为IGBT，其中最小和最大以及平均结温（67℃，90℃和76℃，）可使用此来计算热曲线。在（15）的结果在更换这些参数NF =4.76×108。事实上，这些功率循环的条件下，半导体模块中故障的可能性显着增加。

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图。5仿真使用开发的软件一个带1 kHz的三角载波的SPWM三电平逆变器变换谐波由开发节目内容B逆变器电流连同其傅立叶阶段 3.仿真使用开发的软件

假设熟知SPWM调制技术是施加到NPC三电平转换器上的，如图5A。所开发的软件是由四部分组成的作为一个操作单元：（1）开关角 发生器模块，计算开关角根据频率和切换策略（二）功率损失（传导和开关）计算基础上的电流，电压，温度和电参数的IGBT（C）的温度单元，其计算的温度上升情况下交换机基于功率损耗和热参数及半导体（d）寿命预测基于电力周期和温度变化。首先，将得到PWM那产生的开关瞬间下的相位和线电压可以沿着使用这些开关调制与直流母线电压和调制指数（见图。图5a）。第二，相电压被用来解决（10）。在离散域下，计算三相电流当前对

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于相位的波形，包括其谐波含量，是图。图5b。第三，在导体和开关能量损失下使用产生的电流编程并所提到的部分的电压与所述参数提取数据。在最后一部分计算出每个开关的应用了动态温度曲线的功率损失的总的热传递函数模块和半导体开关在第4节中描述。图。图5和6描述的结果输出波。 选为VDC = 300 V，L = 0.063 H，R L + R负载= 21Ω，FS =2千赫（载波频率）和MA = 0.9（调制指数）。图。 6引入位于交换机模拟电流三电平变流器的基于电流和C相电压C相。这些开关的电流以及RC，RD，VCEVD0可以应用到程序第2节来计算的传导损耗。完成的方案还能够提供准确的切换每个交换机和它的当前在该开关状态下。因此，能量损失也可以使用计算能源对当前图表电流开关时间RGV AC和TJ如（3）中说明的所述开关功率损耗，然后可以使用所计算的能量损失来发现和如下基本频率的关系

3.1热成像的三电平逆变器的

在这个步骤中，一个数字万用表连接到PC（图8）用于使用记录散热器的温度上升的热电偶。该实验装置可以验证散热器热模拟的结果。示于图 3B。这需要很长的时间散热器到达其网络连接最终确定其较大的热时间常这种情况下，实验持续到00 s直到散热片的温度保持在61℃不变。该模拟和实测温度上升比较图表示。 11A，可以显示出相当准确的匹配。该实验室环境温度（TAMB）为22℃，所述散热器环境温度上升（ΔTHA）是根据39℃的实验。

图11B示出了模拟中的变化结点半导体温度切换时可达5500 频率为2千赫。为了验证模拟，设备测量是必要的，也就是能够测量结点温度。通常的温度计都不能测量。只是测量温度的情况下。因此热视觉摄像机（参见图12a）中的用于测量半导体结温

实验被安排在其中负载是相同的模拟半导体下进行。另外，该调制指数和开关频率是90％和2千赫，分别。图。 12B显示一种热熔逆变器的相位00秒。每个连接的最终温度部件上指示的图像。它可以从可见图。 12b中，的IGBT（S2中，S3）比（S1热，S4）由于它们的较高的功率损耗。这个问题也被表示在图中所示的模拟中。 11B。图。 12C以及d展示类似的实验时的切换频率增加至4,8和16千赫。表2总结了相关的半导体确认最终温度下的三电平逆变器，无论是对模拟和实验在2，4，8和16千赫下进行。

多级转换器在工业中正在越来越体现他们的所具有的重要地位。因此，它必须有一个精确功能从他们的发展和应用实践中。与此同时，产生的

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热曲线的半导体开关可能会成为关键在开关频率变得更高的情况下。本文提出了一种导通和开关功率损耗精确的模型在任何给定的开关频率和调制指数。该模型及程序进行编程，以便实现实时计算和仿真。而且，IGBT和二极管的动态热模型被添加通过应用瞬时功率损耗所开发的软件的热传递函数作为输入。因此，程序可以实现半导体加热曲线，甚至在高的开关频率下。此外，所提取的从组件的瞬态加热曲线的数据可以是用于分析电力周期，增加的数量的可能性，测量工具，终身预测。所有提及的模式和程序已经收集到一个单元和软件只是只用一个运行程序中的所有结果将可用。要验证开发的软件和一个测试设置被安排在其中一个三电平二极管钳位逆变器向负载供电。一个DSP控制器（TMS320F2834）管理所需的脉冲12的IGBT逆变器下，其中，辅助设备的提供了监视和驱动电路以及散热器。比较与这些实验结果模拟程序比较实验有效值的开发模式和软件。因此随着该建议的模式的开发软件可以被用作一个替代的相关测量装置。

在今后的工作中，二维和三维导热的半导体的会分析调查并根据准确的电和热

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致 谢

随着毕业设计的完成，我的大学生活也将结束。在这短短的几个月的时间里，让我学到了以前在书本上学不到的知识。让我度过了大学生活最为充实的一段时期，而且收获了理论和实践上的第一桶金。在做毕业设计的这段时间，我要感谢我的指导老师叶宗彬彬导师，他经常抽出宝贵的时间来询问毕业设计的情况。在这次毕业设计中他还指导了很多学生，任务非常繁重， 但是他对每一项工作还是那么负责，对我耐心指导。从他负责指导我的毕业设计开始，就对我设计中的每一个环节都不遗余力的给于我帮助。在毕业设计的这段时间，他深厚的学术修养，严禁的治学态度，强烈的责任心和对学生的无私关怀，将令我收益终身。同时，我还要感谢信息系的所有老师们，他们在大学生活的几年中给我的无私帮助，我将终生难忘。在平时的学习生活中，各位老师不辞辛劳的工作，使我在许多方面都达到了一个较高的层次。给我以后的工作与生活都有着非常有益的帮助！