维普资讯 http://www.cqvip.com 第２８卷第１０期 ２００６年１０月 电子与信息学报 ！ ！Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ＆Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ 、，０ｌ－２８ＮＯ．１０ Ｏｃｔ．２００６ Ｂｏｏｓｔ变换器跨周期调制（ＰＳＭ）的状态空间平均模型 牛全民①② 罗萍０ 李肇基０ 张波① ， （电子科技大学ＩＣ设计中心成都６１００５４、 ②（空军雷达学院武汉４３００１０） 摘要基于Ｂｏｏｓｔ变换器，利用状态空间平均法对跨周调制（ＰｕＩｓｅ Ｓｋｉｐｐｉｎｇ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＰｓＭ）进行建模和特性分 析，推导出电感电流连续（ＣＣＭ）￣ｎ电感电流断续（ＤＣＭ）时系统变压比，调制度 与负载的关系及系统转换效率的 理想化公式，得到ＰＳＭ具有轻载下高转换效率的结论，并设计具有ＰＳＭ调制特性的控制电路，给出仿真结果。 关键词Ｂｏｏｓｔ变换器，跨周调Ｎ（ＰＳＭ），调制度，状态空间平均方程 文献标识码：Ａ 文章编号：１００９．，５８９６（２００６）１０．１９５５ ０４ 中图分类号：ＴＮ７８７ Ｓｐａｃｅ Ｓｔａｔｅ Ａｖｅｒａｇｅ Ｍｏｄｅｌ ｏｆ ＰＳＭ ｉｎ Ｂｏｏｓｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｎｉｕ Ｑｕａｎ．ｍｉｎ①②Ｌｕｏ Ｐｉｎｇ￣①Ｌｉ Ｚｈａｏ－ｊｉ９（ Ｚｈａｎｇ Ｂｏ（９ ｆＣＤｅｓｉｇｎ Ｃｅｎｔｅｒ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｓｃｉｅｎｃｅ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｆＣｈｉｎａ．，Ｃｈｅｎｇｄｕ ６１００５４．，Ｃｈｉｎｄ） ＇（ＲａｄａｒＡｃａｄｅｍｙＡｉｒ Ｆｏｒｃｅ，，Ｗｕｈａｎ ４３００１０，Ｃｈ／ｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ Ｂａｓｅｄ ｏｎ ｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ａ ｎｅｗ ｍｏｄｅ ｎａｍｅｄ ＰＳＭ ｉｓ ｍｏｄｅｌｅｄ ａｎｄ ａｎａｌｙｚｅｄ ｕｓｉｎｇ ｓｐａｃｅ ｓｔａｔｅ ａｖｅｒａｇｅ ｍｅｔｈｏｄ． Ｓｏｍｅ ｕｓｅｆｕｌ ｆｏｒｍｕｌａｅ ｓｕｃｈ ａｓ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｒａｔｉｏ，ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ ｂｅｔｗｅｅｎ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆａｃｔｏｒ ａｎｄ ｌｏａｄ，．ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｅｆｉｃｉｆｅｎｃｙ ａｒｅ ｇｉｖｅｎ ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ．Ｔｈｅ ｃｏｎｃｌｕｓｉｏｎ ｃａｎ ｂｅ ｅａｓｉｌｙ ｇｏｔ ｔｈａｔ ＰＳＭ ｉｓ ａｎ ａｖａｉｌａｂｌｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｏｄｅ ｗｉｔｈ ｈｉｇｈ ｅｆｉｃｉｆｅｎｃｙ， ｅｓｐｅｃｉａｌｌｙ ｆｏｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｌｉｇｈｔ ｌｏａｄｓ．Ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ ａｒｅ ｇｉｖｅｎ ｂｙ ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ ｗｉｔｈ ＰＳＭ ｃｈａｒａｃ：ｔｅｒｉｓｔｉｃ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ Ｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，Ｐｕｌｓｅ Ｓｋｉｐｐｉｎｇ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｉ￣ＰＳＭ），Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆａｃｔｏｒ，Ｓｔａｔｅ ｓｐａｃｅ ａｖｅｒａｇｅｄ ｅｑｕａｔｉｏｎ ｌ 引言 随着计算机和通信技术的发展，对供电电源的要求越来 越高。目前智能功率集成芯片通常采用所谓的ＯＮ／ＯＦＦ工作 模式，根据负载的轻重，由电流极限状态机产生的极限电流 信号和使能端信号共同决定跨周的数目，从而达到调压调流 的目的。与一般ＰＷＭ调制相比，ＯＮ／ＯＦＦ工作模式的瞬态 响应速度和轻载下系统转换效率均有很大提高，这是一种改 进的ＰＷＭ调制模式，称为ＰＳＭ调制模式。文献Ｉ１—３１分别 基于反激式变换器和Ｂｕｃｋ变换器研究ＰＳＭ（Ｐｕ￣Ｓｋｉｐｐｉｎｇ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）调制的基本特性，但ＰＳＭ调制应用于Ｂｏｏｓｔ变换 器时的调制特性和控制电路实现至今未作研究。Ｂｏｏｓｔ电路 为Ｂｕｃｋ电路的对偶电路，因此对于闭环电压控制，Ｂｏｏｓｔ 电路巾功率开关管的控制方法应与Ｂｕｃｋ电路相反，即电压 ２ Ｂｏｏｓｔ变换器ＰＳＭ调制的状态空间平均模型 图１（ａ）为Ｂｏｏｓｔ变换器拓扑图，假设控制电路的时钟周 期为 ，控制信号的固定占空比Ｄ：ＤＭ ｘ，在固定负载情 况下，功率管每工作ｎ个时钟周期跨过ｍ个周期，控制波形 如图１（ｂ）所示。 篚 一Ｆｉｇ，．１（ａ）Ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｏｆｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ （ｂ）Ｃｏｎｔｒｏｌ ｗａｖｅｆｏｒｍ ｏｆｐｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈ 图１（ａ）Ｂｏｏｓｔ变换器拓扑图（ｂ）功率管控制波形 超过给定值时进行跨周将变为功率管继续导通，从能量转移 的角度出发，ＰＳＭ调制在Ｂｏｏｓｔ电路中不再适用，但考虑到 Ｂｏｏｓｔ电路为升压电路，当电压超过设定值时将功率管关断 若干个周期，电容电压（负载电压）仍然回到设定值，因此在 定义调制度 Ｍ＝ｌ－ｆ￣／ｆ＝， ｎ＋ｍ）。其中 ＝ｌ／ 为开关器件的有效工作频率；ｆ＝ｌ／ 为时钟频率。 根据电感电流是否连续，将一个时钟周期分为３个阶段， 导通、Ｄ截止对应为ＤＩ （ＤＩ＝ＤＭ ｘ），Ｍ截止、Ｄ导通 对应为Ｄ’ ， 截止、Ｄ截止对应为Ｄ ｒ，电感电流连续 Ｂｏｏｓｔ电路中仍然可以采用ＰＳＭ调制。本文基于Ｂｏｏｓｔ变换 器，通过建立状态空间平均模型，研究ＰＳＭ调制原理及ＰＳＭ 调制下系统变压比，调制度与负载关系，输出电压纹波，系 统响应速度和转换效率等调制特性。 （ＩＣＣＭ）时ＤＩ＋０２＝１，断续（ＤＣＭ）时ＤＩ＋ ＋ ＝１。 （１） 导通Ｄ截止 ＝ＡＩＸ ａｒ ｍ １， ＣｌＴｘ ｝ ｌ（１） ２００５，－０２．２５收到，２００５．０－７．２５改回 国家自然科学基金重点项目（６０４３６０３０）资助课题 维普资讯 http://www.cqvip.com １９５６ 电子与信息学报 第２８卷 ０ Ｉ １ Ｉ； 一一ＲＣｊ 嘲 ）Ｊ （２）¨一 ８ ｌ１ Ｙ Ｃ２ 一＝ ０ 一一 其中Ａ，＝ １●●●●，●●Ｊ １ １ Ｃ ＲＣ Ｉ］；ｃ ＝朗 （３） 截止Ｄ截止 Ｙ Ｃ ＝ ３ Ｉ｝ ㈣ ＝㈦ 厂０］ Ｃ３＝ｃ２＝Ｃｉ＝Ｆ１Ｌｏ．１ ７Ｊ１ ｏ 根据状态空间平均法【 ， ，得到ＣＣＭ的状态空间平均方 程为 史＝【（１一 ）（ＤｌＡＩ＋Ｄ２Ａ２）＋ＭＡ２Ｉｘ ｌ ＋【（１一＾ ）（ＤｌＢｌ＋Ｄ２Ｂ２）＋ＭＢ２】 ｆ｝ （４） 个 Ｙ＝Ｃｉ Ｉ １ 同理得到ＤＣＭ状态空问平均方程为 ：［（１一 ）（ＤｌＡｌ＋Ｄ２Ａ２＋Ｄ３Ａ３）＋ＭＡ３Ｉｘｌ ＋（１一＾ ）（ＤｌＢｌ＋Ｄ２Ｂ２） ， ｝ （５） ：Ｃｉ ｊ 仿真得到电感电流波形图，如图２所示。 图３（ａ）为不同调制模式电感电流断续情况下开环变换器 阶跃响应曲线。仿真条件：Ｒ＝７０ｇ２，Ｌ＝１０ ，Ｃ＝１００’ｇＦ， Ｕｉ＝４Ｖ，Ｕｏ＝５Ｖ，Ｄｉ＝０．１５。可以明显看出，相同电路参数 条件下，ＰＳＭ和ＰＷＭ调制相比，响应速度更快，但却具有 Ｏ ／ ／ － Ｉ ｒ Ｏ 图２（ａ）ＣＣＭ电感电流波形（ｂ）ＤＣＭ电感电流波形 Ｆｉｇ．２（ａ）Ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｃｕｒｒｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｒｍ ｆｏｒ ＣＣＭ （ｂ）Ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｃｕｒｒｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｒｍ ｆｏｒ ＤＣＭ ９ （ａ）ｉ… ７ 一 艺５ ｉ ．． ３ ×ｒＷＭ １ ＰＳＭ ０ ０．０５ ｏ．１ ｏ．１５ ０．２ ｆ（Ｓ） 图３（ａ）ＰＷＭ，ＰＳＭ丌环变换器阶跃响应 （ｂ）不同负载ＰＳＭ开环变换器阶跃响应 Ｆｉｇ．３（ａ）Ｓｔｅｐ ｒｅｓｐｏｎｓｅｓ ｏｆｏｐｅｎ ｌｏｏｐ ＰＷＭ ａｎｄ ＰＳＭ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ （ｂ）Ｓｔｅｐ ｒｅｓｐｏｎｓｅｓ ｏｆ ｏｐｅｎ ｌｏｏｐ ＰＳＭ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｗｉｔｈ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｌｏａｄｓ 更高的超调和振荡次数；图３（ｂ）为电感电流断续情况下ＰＳＭ 调制在不同负载时开环变换器阶跃响应曲线。仿真条件： Ｌ＝１０ｇＨ，Ｃ＝５０ ，ｆ＝１００ｋＨｚ，Ｕ，＝３Ｖ，Ｕｏ＝５Ｖ，Ｄｌ＝ ０＿３５，图巾显示，负载越轻，响应速度越快，超调和振荡幅 度越大。 ３ ＰＳＭ调制特性 ３．１系统变压比 稳态时电感电压的平均值为零，得到ＣＣＭ和ＤＣＭ的 变压比： Ｕｏ／Ｕ，＝１／［１一（１一 ）Ｄ］， ｆｏｒ ＣＣＭ （６） ／ｕｆ＝（Ｄ＋Ｄ２）／Ｄ２， ｆｏｒ ＤＣＭ （７） 从式（６），式（７）得到，在电感电流连续时，变压比与调制 度成反比，与占空比成正比，电感电流断续时变压比与调制 度无关。 ３．２调制度 与负载关系 稳态时两种工作模式下的临界状态电感平均电流： （Ｉ－坳 ｆｏｒ ＣＣＭ （８） ，￡＝（１－Ｍ） —ＵｉＤ Ｉ（Ｄ Ｉ＋Ｄ２） 一ｆｏｒ ＤＣＭ （９） 在忽略变换器开关损耗的情况下，如果变换器变压比为 常数Ａ，根据能量守恒得到：Ｉｏ／Ｉ￡＝Ｕｉ／Ｕｏ＝１／Ａ。其中， 为负载平均电流，Ａ为变压比，输入输出电压一定的情况下 Ａ为常数。 由Ｉｏ＝Ｕｏ／Ｒ，得到两种工作模式的调制度与Ｒ的关系 式： ：１一 ｏｆｒ ＣＣＭ （１０１ （＂＋ｍ）ｎ（１一Ａ＋ＡＤ） ：１一 ｏｆｒ ＤＣＭ （１１１ ＲＤｌ（Ｄｌ＋Ｄ２） 在变压比为常数时，负载大小与调制度成反比，负载轻， 调制度大，说明跨周的次数多，由于在这些周期功率管处于 截止状态，大大降低了开关损耗，系统转换效率在轻载下并 未降低。 ３－３纹波特性 对于ＰＳＭ调制模式，输出电压纹波对应跨周期时输出 电压的下降，由能量守恒定理得到： 维普资讯 http://www.cqvip.com 第１０期 牛全民等：Ｂｏｏｓｔ变换器跨周期调￣ｊ］１（ＰＳＭ）的状态空问平均模型 １９５７ ＡＵ：＝————————————．————————————．—————————————————————————————．． ．．．———— ｃ Ｕｏ｛（ｍ＋ＤＯ（Ｕｏ－Ｕｉ）Ｔ－［ｎ Ｕｉ－ｎＵｏ（１－ＤＯ］Ｔ｝ＲＣ（Ｕｏ 一一４ ）（１２） ｆｏｒ ＤＣＭ （１３） 一ｆ０ｒ ＣＣＭ ３ ８６ ， 《 Ａ“ ：—（ＤＩ＋Ｄ３＋ｍ）ＵｏＴ —。 ＲＣ ０ １ ０．１ １０１４ １０．１８ １０．１ １０．１４ １０１８ 式中”，ｍ为正常工作周期数和跨周期数。 ３．４系统转换效率 ｔ（ｍｓ） （ａ）Ｌ＝１０，ＵＨ，Ｃ＝１００，ＵＦ，Ｒ＝５Ｏｎ ＤＭＡＸ＝０ ８５，Ｕ １ ５Ｖ，Ｕｏ ５Ｖ ｔ【ｍｓ） （ａ）Ｌ １０ｔ＊Ｈ，ｃ＝１００￣Ｆ，Ｒ＝１００ｎ ＤＭＡＸ＝０．６， １．５Ｖ，Ｕｏ＝５Ｖ 假设功率管在硬开关条件下工作，在每一周期的开通和 关断瞬间，由于漏极电流ｉ。和漏源电压“。 有交叠部分，功 率管将产生一定的开关能耗，假定每一次开与关的能耗相等 为ｗＬ０ｓｓ，在周期 内ＣＣＭ模式下系统的转换效率 一 ” ＳＳ／【（，？＋ｍ）ＴＪ ＋” 。 ｓ／［（”＋ｍ）Ｔ］ ＶＶＬＯＳ＝ 一 ０ｓｓ＋ ｒ／网［ＳＲｏ一 ）Ｊ ， ｒｃｃＭ（、 ４） Ｊ４ ：ＬＯＳＳ０ｓｓ＋ｌ Ｕｉ Ｄ！（ＤＩ羽＋ ）Ｄ２／２ｌ（ ）Ｌｆ Ｍ ＰＷＭ调制系统转换效率为【６ｌ Ｔ Ｔ２｝Ｒ ｗＭ —Ｋｆ ＋ Ｕ ：／Ｒ（１６ ）ｏ为比例系数，近似认为与负载电流无关，比较式（１５），式 （１６），当电感电流工作在断续模式，ＰＷＭ调制在轻负载时， 系统输出功率减小，而在开关频率一定的情况下，功率管的 开关次数并未减少，变化的仅仅是占空比，系统转换效率随 负载变轻而降低。从式（１５）明显看出，ＰＳＭ调制系统转换效 率与负载大小无关，近似为常数，因此，对于中小功率系统， 电感电流断续下的ＰＳＭ调制是最佳的调制模式。 ４ 仿真分析 根据ＰＳＭ调制原理与调制特性，基于Ｂｏｏｓｔ变换器设计 出具有跨周功能的控制电路如图４。控制电路为电压负反馈 环路。将输出电压与电压参考值比较，Ｕｏ＞Ｕｒｅｆ，将振荡器输 出信号屏蔽，ＭＯＳ管栅极为低电平；ｕｏ＜ 。６ ＭＯＳ管栅极为 振荡器输出信号。图５为混合模式（正常工作期间电感电流 连续，跨周期间电感电流为零）的栅极电压和电感电流波形， 图６为ＤＣＭ模式的栅极电压和电感电流波形。 Ｌ Ｄ 图４ ＰＳＭ工作模式的Ｂｏｏｓｔ变换器 Ｆｉｇ ４ Ｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ ｗｉｔｈ ＰＳＭ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｍｏｄｅ ｌ０Ｉ ｌ０．１４ ｌ０．１８ １０．１ １０．１４ １０．１８ ｔ（ｍｓ） ｔ（ｍｓ） （ｂ）Ｌ＝１０ｔ＊Ｈ，（ 乙１００ Ｆ，Ｒ＝１ＯＯｎ （ｂ）Ｌ＝１０ｔ＊Ｈ，Ｃ １００￣Ｆ，Ｒ＝２００￣， ＤＭＡＸ＝０．８５， １．５ Ｖ＇Ｕｏ ５Ｖ ＤＭＡＸ＝０ ６，Ｕ １ ５Ｖ，Ｕｏ＝５Ｖ 图５混合模式的栅极 图６ ＤＣＭ模式的栅极 电压雨ｌ电感电流 电压和电感电流 Ｆｉｇ．５ Ｇａｔｅ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｉｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｇ．６ Ｇａｔｅ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｃｕｒｒｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｆｏｒ ＨＣＭ ｃｕｒｒｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｆｏｒ ＤＣＭ （Ｈｙｂｒｉｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｍｏｄｌｅ） 比较图５与图６可以明显看出，无论混合模式还是ＤＣＭ 模式，负载变轻时，相同时间内开关管的关断时间增加，有 更多的周期被跨过，这是由于在输出电压和占空比不变的情 况下，负载变轻意味着负载电流减小，要求平均电感电流减 小，因此一些周期将被跨过，调制度增加。表１给出在 １０ｐ．Ｈ，Ｃ－－＝ｌ００ｇＦ，ＤＭＡＸ＝０．４， ＝２．５Ｖ，Ｕｏ＝５Ｖ的ＤＣＭ 工作模式下，调制度随负载变化的情况。 表１ ＤＣＭ模式调制度 与负载凡的关系 Ｒ（Ｑ） Ｌｏ０ １５０ ２ｏ０ ２５０ ３００ ３５０ ４００ ４５０ ５００ ｒｄｍ ２，３ １，３ １，４ １／５ １／７ １／８ ｌ／９ １／１１ １／１２ Ｍ实 ０．６ ０．７５ Ｏ＿８ Ｏ－８３ ０．８７５ ０＿８９ ０ ９ ０．９２ Ｏ ９２ 测值 Ｍ理 Ｏ ７ｌ Ｏ Ｏ＿８５ ＯＩ８８ ０．９ ０．９１ Ｏ．９２ ０．９４ ０．９４ 论值 功率 。远远大于功率管的开关损耗 ＳＳＩ可以得到 ０ １ ２ ３ ４ ０ １ ２ ３ ４ ｆ（ＭＨｚ） ｆ（ＭＨｚ） （ａ）Ｒ ｌ００ｎ （ｂ）Ｒ＝５００ｎ 图７功率管 在不同负载下的功率谱图 Ｆｉｇ，７ Ｓｐｅｃｔｒａ ｏｆｐｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈ ｗｉｔｈ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｌｏａｄｓ 维普资讯 http://www.cqvip.com ｌ９５８ 电子与信息学报 第２８卷 ５ 结束语 由Ｂｏｏｓｔ变换器ＰＳＭ调制的理论分析和仿真结果可知， 与一般ＰＷＭ调制相比，ＰＳＭ调制具有很多优点：如响应速 度快、产生的电磁干扰小、控制方法简单、易于实现。尤其 是在轻载下具有高转换效率；但也存在动态超调大、开关瞬 间功率管应力高、输出纹波大等缺点。鉴于上述特点，对中 小功率电源系统，在功率系统集成未来发展方向的片上功率 系统（Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ ｏｎ Ｃｈｉｐ）上可以采用该调制模式。 参考文献 ［１ｌ Ｌｕｏ Ｐｉｎｇ，Ｌｕｏ Ｌｕｙａｎｇ，Ｌｉ Ｚｈａｏｊｉ，Ｃｈｅｎ ＧｕａｎｇｊＵ．Ｓｋｉｐ ｃｙｃｌｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｉｎ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ＤＣ－ＤＣ ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ．ＩＥＥＥ ２００２ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｃｈｅｎｇｄｕ，Ｃｈｉｎａ，２９ Ｊｕｎｅ一１ Ｊｕｌｙ，２００２：１７１６—１７１９． ［２】 罗萍，熊富贵，李肇基，陈光福．开关变换器的跨周期调制模 式．电子与信息学报，２００４，２６（６）：９８４—９８８． ［３１ Ｌｕｏ Ｐｉｎｇ，Ｌｉ Ｚｈａｏｊｉ，Ｘｉｏｎｇ Ｆｕｇｕｉ，Ｃｈｅｎ Ｇｕａｎｇｊｎ．Ｆｕｚｚｙ ｐｕｌｓｅ ｓｋｉｐ ｍｏｄｕｌ￣ｉｏｎ ｍｏｄｅ Ｉｎ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ．２００４ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｇｒｅｓｓ，ＣＩＥＰ’０４，Ｃｅｌａｙａ， Ｍｅｘｉｃｏ，１ ７－２２，Ｏｃｔｏｂｅｒ，２００４：８７—９ １． Ｍｉｄｄｌｅｂｒｏｏｋ Ｒ Ｄ，Ｃｕｋ Ｓ．Ａ ｇｅｎｅｒａｌ ｕｎｉｉｆｅｄ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ ｐｏｗｅｒ ｓｔａｇｅｓ，ｉｎ Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆ，１ ９７６：１ ８—３４． ［５】 张占松，蔡宣三．开关电源的原理与设计．北京：电子工业出 版社．２００１：３０３—３１４． ［６】 罗萍．智能功率集成电路的跨周调制ＰＳＭ及其测试技术研究． ［博士论文】，电子科技大学，２００４．３． 牛全民： 男，１９７２年生，博士生，研究方向为电力电子技术及智 能功率集成电路． 罗萍： 女，１９６８年生，副教授，研究方向为智能功率集成电路 与系统的设计与测试、电力电子技术及其自动化． 李肇基： 男，１９４０年生，教授，博士生导师，研究方向为半导体 功率器件、智能功率集成电路与功率电子学． 张波： 男，１９６４年生，教授，博士生导师，研究方向为半导体 功率器件、智能功率集成电路与功率电子学．
